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    如图1所示，本领域内公知的高频高压直流电源100的拓扑。高压直流电源100使用了三级功率电路，以将电网中的三相交流电压11转换为可调节的稳定高压直流电压17。电网的三相交流电压11经可控整流电路30，及较大容量的电解电容52，得到逆变器10的直流母线电压13。可控整流电路30采用pam控制策略可根据输出的高压直流电压17连续地调节直流母线电压13。此处可控整流晶闸管是有开关损耗的，只是开关频率低，损耗很小。也正因为开关频率低，可控整流电路30的输出响应很慢，不易频繁调整输出直流母线电压13。

    直流母线电压13到高频交流高压15是通过逆变器10、串联谐振电路和高频升压变压器26实现的。逆变器10由四个全控开关管各反并联一个二极管组成，外加电容22与变压器26的漏感组成串联谐振电路，如果漏感不够，可外加一个电感24。逆变器10输出的高频脉冲电压经串联谐振电路，输入到变压器26中的是正弦电压及电流，经过变压器26的升压作用就得到了高频交流电压15。逆变器10常采用pwm和pfm的控制策略，可连续跟踪输出电压17的变化，虽然采用了谐振软开关技术，在开关管开通时或关断时仍会产生一次开关损耗，较硬开关的损耗降低了一半以上。高压直流电源中的整流电路一般采用多级整流器20，可以使得整流二极管和电容的耐压值降低，体积减小。由于对高频交流电压15整流，多级整流器20采用快速整流二极管。此处的快速整流二极管并不是在电流过零点导通。各级整流电路依次导通，二极管会产生较大的开关损耗，使得高压直流电源100的整体效率降低。

    如图2所示，根据本发明的一个实施例的高压直流电源200拓扑。逆变器40增加了一个全控开关管28。若开关管28断开，逆变器40的结构和逆变器10相同。直流母线电压23处增加一个电容组，采用两个电容组串联的方式。考虑到电容组36和38的均压充电，前端可采用变压器42、不可控整流器46和48实现。变压器42的初、次级绕组匝数比1:1，次级两个绕组。产生相同的电压经过不可控整流器46和48对两个电容组36和38充电，可保证串联电容组的均压充电。待充电完成，逆变器40开始工作，直流母线电压23无法调节。

    如图3所示，逆变器40增加了开关管28，可输出5种脉冲电平，5种脉冲电平的值固定不变，只是离散的5个值。开关管2、4、6、8、28只在谐振电流过零点时切换，因此开关频率固定，为谐振频率。逆变器40的工作状态有5种。分别称为2正向谐振、1正向谐振、自由谐振、1反向谐振和2反向谐振。5种状态的作用周期也固定，为谐振周期一半的整数倍，也可以使5种状态的工作周期在升压阶段和稳定阶段选用不同的值，但都是谐振周期一半的整数倍。

    5种状态的开关导通方式为：(1)  谐振电流为正时，2正向谐振是导通开关管2和8；谐振电流为负时，2正向谐振是导通开关管4和6。(2)  谐振电流为正时，1正向谐振是导通开关管28和8；谐振电流为负时，1正向谐振是导通开关管28和6。(3)  谐振电流为正时，自由谐振导通开关管2或8，导通开关管2与二极管16使得串联谐振电路形成回路。导通开关管8与二极管14使得串联谐振电路形成回路；谐振电流为负时，自由谐振导通开关管4或6，导通开关管4与二极管18使得串联谐振电路形成回路，导通开关管6与二极管12使得串联谐振电路形成回路。(4)  不管谐振电流是正或负。1反向谐振是导通开关管28，谐振电流为正时，开关管28与二极管16使得串联谐振电路向电容组36回馈电能；谐振电流为负时，开关管28与二极管8使得串联谐振电路向电容组38回馈电能。(5)  不管谐振电流是正或负，2反向谐振是关断开关管2、4、6、8和28。当谐振电流是正时，二极管14和16导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能；当谐振电流为负时。二极管12和18导通使得串联谐振电路向直流母线上回馈电能。

    逆变器输出状态概括为正向谐振、自由谐振和反向谐振。正向谐振，直流母线给串联谐振电路和负载提供电能，负载电压17会升高。直流母线电压越高，输出的功率越大，串联电路存储的电能就越多，负载电压17上升的幅度就越大；自由谐振，存储在串联谐振电路的电能向负载供电，由于负载的消耗，负载电压17必然会下降，只是下降幅度较小；反向谐振，存储在串联谐振电路中的电能不仅向负载供电，还将电能回馈给直流母线，负载电压17必然下降，而且幅度较大。因此，如果直流母线电压所提供的功率恰好等于负载的消耗，那么负载电压将无波动，保持不变。然后直流母线电压不易频繁改变，会造成整个高压直流电源的不稳定，谐波大大增加，带来更多的危害。因此，逆变器40输出的脉冲电平越多，负载电压17的波动必然越小，采用9电平逆变器时，输出电压17的波动极小，可以满足对电能质量需求极高的设备。再继续增加电平，效果不再明显，反而增加硬件电路的复杂度。

    直流母线电压23、串联谐振电路存储的电能和输出电压17之间存在一定的对应关系，决定5种状态的选择。可建立仿真模型。绘制给定电压值与测量值17的差值与5种状态在不同电容电压32下的曲线，实施时采用比较法确定状态输出即可。逆变器40硬件电路简单，可输出5电平，只是需要采集电容电压32，输出电压17和分辨谐振电流34的过零点。对信号采集电路要求较高，控制处理器的速度要够快。但是由于算法和控制简单，采用中低端cpld/fpga都可以实现。

    图1中的多级整流器20的各级整流器导通不一致，由于是高频高压整流，快速整流二极管的导通和断开会造成较大的电能损耗，影响了快速整流二极管的使用寿命，也影响了电容组充电的均压，使得输出电压17的质量和稳定性降低。高频变压器44的次级采用两绕组，次级绕组与初级绕组的匝数比降低为变压器26的一半，而变压器44的升压倍数不变。总体绕组的匝数不变，因此所占体积相同。多级整流器60是根据本发明的一个实施例，采用两个两级整流器串联的形式，其中的各级整流器的输出电流波形完全相同，很好地实现了电容的均压充电，而且快速整流二极管在电流为零时导通或关断，因此未产生整流开关损耗，进一步提高了高压直流电源200的效率。

    如图4所示，根据本发明的另一个实施例的高压直流电源300的拓扑。其中，改变了逆变器40的直流输入电压电路。不需要变压器，直接采用高压直流电源200拓扑中快速不可控整流电路。电网的频率较低，因此不可控整流电路70中可选用一般的整流二极管，为了提高输出直流电压质量。电容组36和38的容量要足够大，同时整流电路70也无开关损耗。高频变压器26未作改变，采用单个四级整流器80，升压倍数并未改变，四级整流器80的结构无整流损耗，各整流器之间连接的电容器容量关系较为复杂。不易选择。逆变器结构及其控制方式相同，高压直流电源300可实现高压直流电源200的相同性能。

    如图5所示，根据高压直流电源200的升压过程。逆变器40输出的5种状态作用周期固定，通过5种状态的切换改变输出电压17，若输出电压给定值直接设置为目标值，这种离散的控制方式必然会导致升压阶段的超调。因此，输出电压给定值在升压阶段必须逐渐升高，直到达到目标值。在限制电容电压32和谐振电流34的条件下，设计了输出电压给定值不断升高的曲线。正向谐振使得输出电压升高，自由谐振使得输出电压较小降低，反向谐振使得输出电压较大幅度降低，给定电压计划曲线正基于此点。在输出电压未达到目标值的95%，给定电压按照最快的速度上升，即2正向谐振使得输出电压升高的幅度。若电容电压32和谐振电流34超过限制值，接下来的状态设置为自由谐振，尽量避免反向谐振状态。输出电压达到目标值的95%以后，若电容电压32和谐振电流34超过限制值，接下来的状态设置为反向谐振，尽量避免2正向谐振，用1正向谐振使得输出电压较缓慢上升到目标值。图5中的曲线2即是输出电压上升的理想曲线，输出电压的实际上升曲线并没有较好地跟踪理想曲线，是因为对电容电压32和谐振电流34的限制，以避免过高的电压或电流导致逆变器40的开关管损耗。

    虽然已经在此图解和说明了本发明的特定特征，但是本领域内的技术人员可以进行许多修改和改变。因此，应当明白，所附的权利要求意欲涵盖落入本发明的真实精神的所有这些修改和改变。(未完待续。)


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